摘要： 减小环流损耗、在较大的负载或输入电压变化范围内协调滞后管的零电压开通与占空比丢失的矛盾是移相全桥软开关变换器需要 研究的两个问题。针对这两个问题，本文提出采用一种新型能量交换式移相全桥软开关电路。与传统电路相比，它将近降低了l/2的开关管的环流能量损耗，并且能够在较宽的负载范围内实现滞后管零电压开关(ZVS)和极小的占空比丢失，有效地提高变换器的效率。通过10kW实验样机的研制，其结果表明理论分析正确，变换器性能得到较好的改进。
关键字： 移相全桥，互感，零电压开关(ZVS)，占空比丢失，环流
1 引言
移相全桥软开关变换器（如图1所示）是大功率DC-DC变换器的优选方案之一，在输出低电压大电流场合应用十分广泛。在工作频率大于100kHz的情况下，对于减少开关损耗、在较宽的负载范同内实现软开关都取得了较为明显的效果，为电力电子装置的研制作出了重要贡献。
为了适应提高输出功率的要求，现在广泛采用IGBT作为开关器件，与使用MOS管相比，其工作频率不能太高。死区时间和环流时间都比较长，造成滞后管实现零压开通条件苛刻，占空比丢失与滞后管实现零电压开通的矛盾更加突出，严重时会影响整机效率[1]。分析其原因，主要在于：
(1)环流期间开关器件的通态损耗；
(2)为了兼顾占空比丢失与滞后管实现零电压开通的矛盾，在逆变桥初级串联较大的电抗器，造成电抗器的功耗过大。
为了解决上述问题，文献[2]~[6]提出了一些有效的改进方法。但从文献分析看，大部分是的在原拓补结构上进行的改进，而且对造成上述两个问题的原因分析较少。
本文详细分析了影响传统移相全桥软开关变换器环流功率损耗因素和占空比丢失的原因，并提出了减少环流损耗和减少占空比丢失的对策。最后提出采用一种“能量交换式移相全桥电路”。通过制作的10kW的产品样机验证了该电路能降低一半以上的环流损耗，并能在15％~100％负载范围内很好的协调解决占空比丢失与滞后管实现零电压开通的矛盾。
2 传统的移相全桥变换器分析
传统移相全桥变换器拓补结构如图1，图2是它的主要工作波形，关于它的工作过程，许多文献均已作了详细分析。在此，本文首先重点分析一下其产生环流损耗和占空比丢失的内部机理。
为便于分析问题，作如下几点假设：(1)所有的功率二极管D1~D4正向导通压降相等，均为VD，所有的开关器件S1~S4导通压降相等，均为VT。二极管与开关管的导通压降关系为：
VD=kVT (k<1) (1)
(2)输出电流在一个开关周期内是稳定的，折算到变压器初级电流值为，IP=Io/n，（n为输出变压器匝比）。
(3)所有的电感、电容元件都是理想的。
(4)每个开关周期中，定义向负载输出能量的时间为DT（D为占空比）；变压器初级绕组有电流流动，但不向负载传递能量的时间统称为环流时间。
2.1 环流损耗分析
环流的实质是：存储在Lr中的能量通过环流回路泄放。根据图2，半个周期内，环流过程主要发生在[t2， t3]内两只下管同时导通时，经计算可得到一个周期内总的环流功率损耗
(2)
和硬开关PWM逆变器相比，为了实现软开关，移相全桥变换器产生式(2)的环流损耗。如何降低这部分损耗，成为了近年来研究的重点问题之一。
仔细观察式(2)，除开负载电流(Io)、移相时间(D'T/2)、工作频率(f)等不可改变的因数外，欲降低环流损耗，可以从以下两个方面考虑：
(1)减少环流期间开关器件的数量，即减少VT(1+k)的值；
(2)增大环流回路中的压降VL(t)，即VCB的值。
图1中串联有电容元件，但它的功能是隔直或是为了实现滞后管的零流关断。其电容量较大，环流期间VCB的上升值很小达不到过多地增大VL(t)的作用。[#page#]
2.2 占空比丢失分析
忽略Lr、C3、C4谐振充放电时间，可以得到占率比丢失时间
(3)
当Δt1<td（死区时间）时，滞后管不能实现软开关；Δt1=td+tδ时，电路存在占空比丢失。电路的最佳设计是希望Δt1=td，但由式(3)可知：当电路调整在Δt1=td的工作点时，Vin、Io和D'T任何一个参数发生变化都会使系统偏离Δt1=td这个工作点。因此，在传统的移相全桥变换器设计中，几乎无一例外的在Lr与Io中作协调处理[2-5]，一直没有找到比较理想的办法。
进一步分析问题产生的原因。由式(3)可以看出，它实质上是不同的工作情况造成S4关断时刻，存储在Lr中的剩余能量发生变化，即图2中的I3的值发生变化。由式(2)可知
(4)
在实际电路调节过程中，当Io增加时，为稳定输出电压，D'T必然减小，I3增大，造成占空比丢失；当Io减小时，D'T，必然增加，I3减小。由于Io与D'T总是向相反的方向变化。这就产生了不可调解的矛盾。但是，如果通过改变电路结构或控制的方法使I3变为
(5)
则(3)式变为
(6)
假如电路已经调整到Δt1=td状态，当负载电流增加或Vin降低时，通过电路调节，D'T必然减少，此时I3或Δt1基本维持不变；当负载电流Io/n减少或Vin升高时，D'T必然增大，I3或Δt1也基本维持不变。
基于上述思路，本文提出采用一种基于互感器的能量交换式移相全桥软开关电路。
3 电路结构及工作过程分析
能量交换式移相全桥电路结构如图3所示。其中，电容CB1=CB2，且容量较大，其两端电压均为Vin/2，Lc为最紧耦合的互感器电感，L1=L2。为便于分析，可将图3简化为图4所示的等效电路。
电路的主要工作波形如图5所示，每个工作周期有16个工作状态。前半周期内，部分工作状态的等效电路如图6所示。
各开关工作状态的工作情况描述如下：
(1)[t0， t1]时间，能量传输阶段。此时段内S2、S4均导通，VAB=VCD=0V，变压器TR的初级电压VP=-Vin/2，次级整流二极管DR2导通，等效电路如图6(a)所示。
由于互感的作用，i1(t)、i2(t)基本维持不变，电路通过变压器TR的初级绕组向次级提供能量。t1时刻，S2关断，此过程结束。
(2)[t1， t2]时间，谐振充放电阶段。S2断开后，电路形成C1、C2、L1谐振充放电过程，C1放电，C2充电，如图6(b)所示，当VAB=Vin时，该过程结束。此时，电流i1的值很大，因此L1中的能量很容易使超前管S1实现零电压开通。由于该过程时间很短，电路中电量的变化可忽略不计。
(3)[t2， t3]时间，D1箝位续流阶段。t2时刻，VC1=0，S1的并联二极管D1自然导通，等效电路如图6(c)所示。t3时刻，S1导通信号到达，该过程结束。
(4)[t3， t5]时间，环流阶段。该时间内，L1中的剩余能量通过D1向电源回馈形成环流回路，同时，S4、CB2、L2和变压器TR的初级绕组形成另一支环流回路。
(5)[t5， t6]时间，谐振充放电阶段。ts时刻，S4关断，电路进入C3、C4、Lc谐振充放电阶段，时间极短。t6时刻，VC3=0，该谐振过程结束。变压器次级电压上正下负，DR2导通，次级下端绕组开始流过电流。由于二极管的反向恢复特性，DR1不会立即关断。DR1、DR2同时导通，致使变压器被短接。
(6)[t6， t7]时间，D3续流阶段。t6时刻i1过零，D1自然关断，电流i1换向后改为流经S1，S1为零电压开通。t6时刻，D3自然导通，CB1、CB2、Lc、D3形成续流回路，等效电路如图6(f)所示。
从图5可以看出：t2至t7时间段内，加在互感两端的电压VAB=Vin，互感的励磁电流iM线性变化的同时，i1开始线性衰减，i2开始线性增加。互感两绕组中的电流i1衰减、i2增加的过程即L1中的能量向L2中转移的过程，这将为抽完C3中的电荷，使滞后管S3实现ZVS准备了必要条件。
(7)[t7， t8]时间。t7时刻之前，D3已将S3两端电压箝位至零，为滞后管S3实现零电压开通准备了必要条件。t7时刻，S3的导通信号到达，但此时电流仍然流经D3，等效电路见图6(f)。之后i1(t)开始正向增大，为维持负载电流，此时，变压器仍然被短接。D3在i2=0时自然关断，i2开始流过S3，S3实现零电压开通。
t8时刻之后，电路进入对称的下半个工作周期，其工作过程与上半个周期相似，不再赘述。
由图5可以看出：t6至t8时间段内，i2逐渐减小，j1逐渐增大，L2中的能量又转移至L1中，互感中的能量又完成一次交换。这样，一个周期内4只开关管各开关一次，互感中的能量在两绕组间也恰好交换4次。
需要特别指出：该能量交换式全桥电路的环流发生在对角管导通期间，两个桥臂的上（下）管同时导通时向负载输出能量，恰恰与常规的移相全桥ZVS变换电路相反。[#page#]
4 环流功耗及占空比丢失分析
4.1 环流功耗计算
由前面的分析和图5可知，若忽略死区时间内的[t5， t6]和[t13， t14]阶段中电容、电感的谐振充放电时间，则环流损耗主要发生在对角管导通的[t3， t5]和[t11， t13]阶段。可计算得到整个工作周期内的环流平均功率损耗
(7)
比较式(7)和式(2)可以看出：
(1)新型变换器环路元件压降由(VD+VT)降为VD；
(2)环流回路的电压由VL升至Vin。
由此可见，改进后的该电路结构能够达到降低环流损耗的目的。
4.2 占空比丢失分析
不考虑[t4， t5]内C3、C4的充放电过程，可得到占空比丢失时间
(8)
该式达到了式(5)的效果，即能自适应地调节占空比丢失与滞后管实现软开关的矛盾。
在此时间段内i1(t)减少，i2(t)增加，即存储在L1中的能量向L2中转移，或者称为交换。因此，解决占空比丢失与滞后管软开通的矛盾的物理本质是：互感两绕组的能量交换带来的结果。
5 实验结果分析及结论
我们实际制作了10kW的样机进行实验验证。主要参数如下：输入500VDC，输出48VDC，满载输出电流208A。CB1=CB2=12μF，互感L1=L2=40μH，耦合系数M=0.95。开关频率f=20kHz，死区时间td=2.5μs，最大占空比Dmax=0.8，变压器匝比NP∶NS∶NS=12∶3∶3。
5.1 实验波形分析
图7给出了15％负载(RL≈1.5Ω)时滞后管S4的管压降和驱动电压波形。从图中可以看出S4为零压开通，同时基本实现了零压关断。可见，滞后管在很轻的负载条件下也能实现ZVS。
图8是50％负载时电流i1、i2、ip及驱动Q4的波形，由图可知：环流期间，i1电流衰减很快、降低了环流损耗。i2在Q4导通过后约1.8μs达到零，占空比丢失很小。
图9是50％负载时变压器初级电压VP、电流iP和次级电压VS的波形。从图中可以看出：占空比丢失tδ=1.6μs，且环流期间，iP衰减很快。
图l0给出了效率实验的对比曲线。可以看出，该能量交换式移相全桥电路的效率得到了明显提升，10kW时，效率可达93％以上。
实验证明：由于采取了减少环流回路开关器件数量和在环流回路中增加Vin/2的方法，有效地降低了环流损耗，大大提高了整机效率。
5.2 结语
本文提出一种能量交换式移相全桥软开关电路，与传统变换器相比，能较好地协调了滞后管实现ZVS与占空比丢失之间的矛盾，较常规变换器可降低一半以上的环流损耗，满载条件下效率可达93％以上。该新型DC-DC变换器无论是在开关性能方面、能量传输方面，还是在变换器的转换效率方面均具有明显的优越性。
参考文献
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[2] 阮新波， 严仰光. 脉宽调制DC-DC全桥变换器的软开关技术. 北京: 科学出版社， 1999.
[3] G. Hua， F. C. Lee， and M. M. Jovanovic'. An improved full-bridge zerovoltage-switched PWM converter using a saturable inductor. IEEE Power Electron.Spec. Conf， 1991: 189—194.
[4] R. Redl， L. Balogh， and D. W. Edwards. Optimum ZVS full-bridge DC-DC converter with PWM phase-shift control: Analysis， design considerations， and experimental results. IEEE Appl. Power Electron. Conf. (APEC). 1994: 159—165.
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[6] Yungtaek Jang， etc. A New ZVS-PWM Full-Bridge Converter. IEEE Transactions on Power Electronics， 2003， 18(5): 1122—1129.
作者简介
石磊，男，1982年生，硕士，从事电力电子技术与电力传动研究。
朱忠尼，男，1957年生，教授。
